Tehnologia MOSFET este o excelentă soluție de comutare pentru o gamă largă de aplicații cu cerințe variate, inclusiv circuite de gestionare a energiei și de acționare a motoarelor. Introducerea comercială a structurilor MOSFET cu difuzie verticală și canal lateral a oferit o alternativă atractivă la tehnologiile bipolare [1]. Însă, rezistența ridicată în starea ON (starea activă de funcționare) a limitat capabilitățile de gestionare a curentului ale acestor dispozitive și, prin urmare, utilizarea lor în aplicațiile electronice de putere.
Apariția primelor MOSFET-uri “trench gate” (cu poartă realizată într-o structură în formă de tranșee) a marcat o piatră de hotar pentru adoptarea pe scară largă a tranzistoarelor cu efect de câmp în electronica de putere [2]. Mutând canalul pe verticală, dispozitivul a eliminat, practic, regiunea JFET și a redus rezistența în starea ON. Progresele în tehnologia de fabricație au crescut densitatea celulelor și, odată cu aceasta, lățimea canalului, oferind rezistențe ON cu valori din ce în ce mai mici. Totuși, această creștere a densității celulelor a generat și dezavantaje considerabile. Capacitanțele poartă-drenă și poartă-sursă cresc liniar odată cu numărul de șanțuri (tranșee), adică odată cu densitatea celulelor.
Un MOSFET este controlat exclusiv prin intermediul terminalului porții sale, astfel încât circuitul de comandă a porții trebuie să furnizeze sarcina totală a porții (QG − gate charge) necesară pentru a activa tranzistorul. În cazul aplicațiilor cu frecvență de comutare ridicată, cum ar fi SMPS, este de dorit să se obțină cea mai mică sarcină de poartă pentru a reduce proporțional pierderile de comandă. Valorile mai mari ale sarcinii poartă-drenă (QGD − gate-drain charge) au un impact asupra vitezei de tranziție (viteza cu care dispozitivul trece dintr-o stare în alta), ceea ce duce la creșterea pierderilor de comutare, forțând apariția unor timpi morți mai lungi.
Utilizarea structurilor cu compensare de sarcină, care exploatează același principiu ca și dispozitivele cu superjoncțiune, a marcat începutul unei noi ere. Primele dintre aceste circuite au utilizat o placă de câmp adânc izolată, ca o extensie a porții, pentru a permite epuizarea (sărăcirea) laterală a regiunii de drift în starea OFF. Astfel, s-a obținut o reducere substanțială a rezistenței în starea ON [3]. Prin izolarea plăcii de câmp de la poartă și conectarea acesteia la sursă au fost create dispozitive cu sarcini îmbunătățite la poartă și la poartă-drenă [4]. Când au fost lansate, aceste dispozitive au prezentat cele mai bune performanțe din clasa lor (datorită următoarelor caracteristici), devenind, în cele din urmă, un standard industrial:
- Caracteristici scăzute ale sarcinii de poartă și ale sarcinii poartă-drenă
- Viteze de comutare ridicate
- Rezistență bună la avalanșă
Noile dispozitive MOSFET ar trebui să îmbunătățească toate figurile de merit, deoarece pierderile sunt asociate atât cu sarcinile (comutație), cât și cu rezistența ON (conducție). Un nou design de celulă, care explorează o adevărată compensare tridimensională a sarcinii, îndeplinește aceste cerințe [5].
Figura 1: Compararea structurii tipice de MOSFET trench cu placă de câmp izolată conectată la sursă și vizualizarea de sus a layout-ului asociat cu benzi (stânga) cu noua structură MOSFET care utilizează o poartă separată și layout-ul de tip grilă al cipului (dreapta). (Sursă imagine: Infineon)
Tehnologiile MOSFET de putere, de ultimă generație, utilizează, de obicei, o placă de câmp (FP) adânc izolată, separată de electrodul de poartă de deasupra, combinată cu un aranjament în formă de benzi paralele (figura 1, stânga). Noua abordare separă șanțul (trench-ul) plăcii de câmp (care formează acum o structură în formă de ac) de poartă (care formează acum o grilă care înconjoară acele, figura 1, dreapta). Acest lucru mărește suprafața de siliciu pentru conducția de curent și reduce rezistența generală în starea ON.
Pentru a reduce și mai mult valorile FOMG = RDS(on) × QG și FOMGD = RDS(on) × QGD, șanțul porții este complet reproiectat, reducând la minimum extinderea sa laterală. Cu toate acestea, dimensiunile reduse ale porții constituie o provocare, deoarece utilizarea polisiliciului ca material pentru poartă duce la rezistențe interne de poartă inacceptabil de mari. Abordarea standard pentru rezolvarea acestei probleme constă în introducerea unor “degete de poartă” (gate fingers) pentru a scurta lungimea elementelor de poartă, reducând astfel rezistența totală distribuită a porții.
Din păcate, aceste structuri tip “deget” consumă spațiu în detrimentul suprafeței active disponibile pentru conducția de curent. Astfel, prin introducerea “degetelor de poartă” se va reduce rezistența internă a porții, dar va crește rezistența în starea activă a cipului. Pentru a evita această risipă de suprafață, se introduce un sistem de poartă metalică pentru a reduce rezistența internă a porții și pentru a îmbunătăți semnificativ uniformitatea rezistenței de poartă pe cip.
Împreună cu conectarea directă a plăcilor de câmp la structura de metal a sursei, se realizează o nouă configurație a dispozitivului. Aceasta asigură o tranziție rapidă și omogenă la conectare și deconectare, minimizând pierderile de comutare și reducând riscul unei conectări parazite nedorite (dV/dt) a MOSFET-ului. De asemenea, conectarea directă a plăcilor de câmp elimină, practic, orice rezistență în serie cu capacitanța de ieșire, minimizând pierderile de conducție în timpul încărcării și descărcării.
Figura 2 rezumă îmbunătățirile remarcabile ale parametrilor dispozitivului pentru diferite clase de tensiune față de tehnologia predecesoare. Datorită noului design avansat al celulei, rezistența ON a dispozitivului este redusă semnificativ, permițând un curent mult mai mare pentru aceeași amprentă a capsulei. De asemenea, ingineria inovatoare “gate trench” pentru noul dispozitiv îmbunătățește considerabil atât capacitanțele specifice poartă- cât și poartă-drenă, reflectate în cifrele de merit respective: FOMG și FOMGD.
Figura 2: Îmbunătățirea parametrilor cheie de performanță pentru cele mai bune dispozitive de 80V, 100V și 200V din clasa lor. (Sursă imagine: Infineon)
Reducerea FOMG ajută la obținerea unor eficiențe mai bune, în special în condiții de sarcină redusă, datorită reducerii pierderilor de comandă. Acest lucru este deosebit de important pentru un SMPS care operează la frecvențe de comutare ridicate și în aplicații precum acționările motoarelor cu un număr mare de MOSFET-uri conectate în paralel. În acest caz, sarcina redusă a porții relaxează, totodată, cerințele privind capabilitatea de curent a driverului de poartă. În plus un QGD scăzut permite tranziții rapide de comutare, reducând pierderile de comutare.
În cazul noii tehnologii de 200V, este importantă și reducerea sarcinii de recuperare inversă în raport cu tehnologia generației anterioare. Acest lucru este esențial pentru:
- Reducerea pierderilor de comutare
- Îmbunătățirea comportamentului EMI
- Asigurarea unei robusteți ridicate a comutării
Convertoarele DC-DC sunt folosite pe scară largă în sistemele de alimentare pentru telecomunicații și comunicații de date. În general, acestea sunt utilizate pe post de convertoare IBC (Intermediate Bus Converters) DC-DC izolate în lanțul global de conversie, de la o intrare nominală de 48V. Aceste convertoare reduc tensiunea de linie la o tensiune intermediară, cum ar fi 12V, pentru a alimenta convertoarele de la punctul de sarcină (PoL − Point-of-load) din aval. Datorită îmbunătățirii continue a tehnologiei MOSFET, densitatea de putere a crescut suficient pentru ca un IBC regulat, cu un factor de formă standard de un sfert de cărămidă (quarter-brick), să furnizeze continuu o putere de până la 1kW.
În centrele de date moderne, busul de distribuție de tensiune nominală de 48V variază între 40V și 60V. Topologia LLC rezonantă (figura 3, stânga) este o alegere populară pentru IBC-uri, permițând o conversie de înaltă eficiență cu o densitate de putere ridicată [6]. Operând cu o frecvență de comutare fixă, IBC LLC se comportă ca un transformator de curent continuu (DCX − DC transformer) realizând o conversie descendentă cu raport fix (de exemplu, 4:1). Convertorul LLC DCX atinge comutația la tensiune zero (ZVS − Zero-Voltage Switching) în switch-urile de pe partea primară Q1 până la Q4, indiferent de nivelul sarcinii de ieșire.
ZVS se obține prin intermediul inductanței magnetizante a transformatorului LMAG. Valoarea acesteia este definită ținând cont de capacitanța de ieșire COSS a MOSFET-urilor, deoarece curentul de magnetizare ILMAG trebuie să încarce și să descarce complet COSS-ul pe durata timpului mort. Această condiție trebuie să fie îndeplinită pe întregul domeniu de tensiune de intrare, asigurând că toate MOSFET-urile de pe partea primară funcționează în comutație soft. Fiecare MOSFET din puntea completă este comutat la un raport de ciclu de funcționare constant de 50% (minus timpul mort).
Inductorul LR formează un circuit rezonant în serie cu capacitorul rezonant CR, generând un curent cvasi-sinusoidal alimentat prin transformator pe partea secundară, rectificat de etapele de rectificare sincronă SR1 − SR4. MOSFET-urile SR operează în comutație ZVS și ZCS (Zero-Current Switching), eliminând, practic, majoritatea pierderilor asociate cu comutația lor.
Figura 3 (dreapta) prezintă placa de testare de 1kW utilizată, cu un factor de formă standard de un sfert de cărămidă, cu parametrii detaliați în tabelul 1.
| Parametru | Valoare |
| Raportul de transformare a transformatorului | 4:1 |
| Frecvența de rezonanță a convertorului LLC | 310kHz |
| MOSFET-uri în punte completă utilizate în partea primară | ISC014N08NM6, 80V, PQFN 5 mm × 6 mm, RDS(on),max = 1.45mΩ |
| MOSFET-uri în punte completă utilizate în partea secundară | IQE006NE2LM5, 25V, PQFN 3.3 mm × 3.3 mm Source-Down, RDS(on),max = 0.65mΩ, perechi paralele |
Tabelul 1: Parametrii plăcii de testare de 1kW cu MOSFET-uri din noua tehnologie, utilizate în partea primară a circuitului
Figura 3: Schema bloc a dispozitivului IBC LLC IBC de 1 kW 4:1 și vedere 3D a plăcii standard, de un sfert de cărămidă. (Sursă imagine: Infineon)
Parametrii îmbunătățiți ai dispozitivului permit înlocuirea a două MOSFET-uri de putere OptiMOS™ 5 BSC030N08NS5 montate în paralel și situate pe partea primară a punții complete cu câte un MOSFET de putere OptiMOS 6 ISC014N08NM6. Figura 4 compară eficiența și temperaturile dispozitivelor. Datorită noilor dispozitive, eficiența globală se îmbunătățește pe întreaga gamă de curent de ieșire, cu o creștere a vârfului cu aproape 0,8 procente la sarcină redusă. Deși se utilizează un singur dispozitiv în loc de două, temperatura capsulei scade și ea.
Figura 4: Comparație între eficiența obținută și temperaturile dispozitivului pentru LLC IBC la VIN = 54V. (Sursă imagine: Infineon)
Îmbunătățirea eficienței provine din sarcinile mai mici aplicate pe poartă și pe poartă-drenă și din rezistența internă în serie, practic eliminată, în raport cu capacitanța de ieșire. LLC evită pierderile datorită sarcinii stocate în capacitanța de ieșire a MOSFET-ului, deoarece această sarcină oscilează de la un MOSFET la celălalt în loc să fie disipată în timpul unei activări bruște a dispozitivului. Totuși, acest curent de oscilație cauzează pierderi de conducție datorită traseelor de pe PCB, a înfășurărilor transformatorului și a rezistenței serie echivalente interne conectate la capacitanța de ieșire a MOSFET-ului, aceasta din urmă fiind redusă masiv cu noile dispozitive.
Convertoarele DC-DC “buck-boost” cu inversare din sistemele de alimentare de -48V pentru telecomunicații sunt utilizate pentru alimentarea amplificatoarelor de putere RF (RFPA − RF power amplifier), care au nevoie de tensiuni de alimentare de la +28V (pentru utilizarea în RFPA LDMOS) până la +50V (pentru utilizarea în RFPA GaN).
Placa de evaluare investigată oferă o tensiune de ieșire de 12V, potrivită pentru echipamentele de telecomunicații, cu excepția RFPA-urilor și a celor care nu necesită izolare funcțională/de siguranță. Această configurație necesită MOSFET-uri cu o tensiune de blocare de 100V, ceea ce o transformă într-un mijloc excelent de a studia performanța noului MOSFET OptiMOS 6 100V într-o topologie de comutare soft. Placa, bazată pe un convertor “buck-boost” inversat intercalat (cu două faze), livrează până la 600W de la o tensiune de intrare cuprinsă între -36V și -60V. Figura 5 prezintă schema electrică de principiu și placa rezultată.
Figura 5: Schema bloc de principiu a unei faze a convertorului DC-DC “buck-boost” inversor și o vedere a plăcii de evaluare. (Sursă imagine: Infineon)
Proiectul utilizează un circuit auxiliar inovator de limitare activă (element de clampare) care transferă sarcina de recuperare inversă QRR de la MOSFET-urile redresoare sincrone Q2 și Q4 către ieșire într-un mod nedisipativ. Acest lucru permite activarea ZVS pentru switch-urile de control Q1 și Q3. Circuitul de limitare (clampare) reduce pierderile globale de comutare din unitate, permițând utilizarea celor mai bune dispozitive din clasa lor cu cea mai mică rezistență ON și susținând o creștere spectaculoasă a densității de putere [7].
Figura 6 compară randamentele măsurate la versiunea anterioară OptiMOS 5 BSC027N10NS5 și la noul MOSFET OptiMOS 6 100V ISC022N10NM6. Rezultatele ilustrează foarte clar impactul uriaș al acestei tehnologii avansate, cu o creștere impresionantă a eficienței cu până la 1%. Eficiența mai mare merge mână în mână cu pierderile mai mici de 7W, ceea ce indică o creștere a densității de putere cu 15 procente. Această reducere a pierderilor se datorează rezistenței ON mai mici, sarcinii de poartă mai mici și sarcinii de recuperare inversă mai mici transferate la ieșire de către circuitul de fixare (clampare) ZVS activ.
Figura 6: Comparația eficienței și a pierderilor într-o topologie “buck-boost” inversoare ZVS de 600W (VIN = -48V, VOUT = 12V, fSW = 200kHz). (Sursă imagine: Infineon)
Performanța celei mai recente tehnologii OptiMOS 6 200V în condiții de comutare dură este investigată într-o aplicație de comandă a motorului. Invertorul modificat, disponibil în comerț − dimensionat pentru a comanda un motor de inducție 65kW AC − utilizează o topologie B6 obișnuită cu o tensiune de intrare nominală de 144V, un curent mediu de ieșire de 135 Arms și un curent de ieșire RMS de fază de 1 minut de 500 Arms.
Placa de alimentare conține în total 96 de MOSFET-uri în capsulă standard TO-263-3 (D2PAK) cu 16 dispozitive montate în paralel în fiecare ramură, folosind o bază de alimentare cu substrat metalic izolat pentru un transfer termic superior cu fiabilitate și performanțe sporite.
| Familie | Dispozitiv | Rezistența ON |
| OptiMOS™ 6 | IPB068N20NM6 | 6.8 mΩ |
| OptiMOS™ 3 | IPB117N20NFD | 11.7 mΩ |
Tabelul 2: Cea mai bună rezistență ON din clasa dispozitivelor OptiMOS™
| Parametru | Valoare |
| Frecvența de comutare | 10 kHz |
| Timp mort | ~1 µs |
| Curent de fază al sarcinii motorului | 160 Arms |
Tabelul 3: Condiții de testare
Figura 7: Comparație între pierderile medii de putere/MOSFET. (Sursă imagine: Infineon)
Figura 7 prezintă pierderile medii globale pentru fiecare MOSFET, precum și pierderile separate de conducție, de pornire și de oprire. Reducerea globală a pierderilor reprezintă un procent remarcabil de 36%, toți factorii care contribuie la pierderi fiind reduși în comparație cu generația anterioară. În plus, această aplicație beneficiază de variația mult mai mică a tensiunii de prag a dispozitivelor OptiMOS 6, deoarece aceasta susține o partajare echilibrată a curentului. Mai mult, performanța semnificativ îmbunătățită nu degradează comportamentul EMI, așa cum arată figura 8 prin măsurarea emisiilor radiate conform standardului în vigoare EN 12895.
Figura 8: Măsurarea emisiilor radiate într-un circuit invertor de comandă a motorului cu noile dispozitive OptiMOS™ 6 200V. (Sursă imagine: Infineon)
Acest articol prezintă cea mai recentă familie de dispozitive MOSFET de putere de la Infineon. Noua generație cu cea mai recentă tehnologie OptiMOS oferă îmbunătățiri la toți parametrii importanți ai dispozitivelor și combină avantajele unei rezistențe ON scăzute cu o performanță superioară de comutare. Progresul remarcabil al performanțelor generale ale dispozitivului este permis de îmbunătățirile substanțiale la nivelul tehnologiei dispozitivelor. Aceste îmbunătățiri au culminat cu o structură unică a dispozitivului, fiind prima generație care recurge la compensarea tridimensională a sarcinii în combinație cu o grilă de poartă, utilizându-se în premieră o poartă metalică într-un MOSFET de putere de tip “trench”. Noul design oferă o omogenitate de neegalat a rezistenței porții și a rezistenței plăcii de câmp pe întregul cip, îmbunătățind eficiența sistemului în aplicațiile testate în toate condițiile de sarcină prin:
- Reducerea obținută în ceea ce privește rezistența ON
- Scăderea spectaculoasă a sarcinii totale de poartă
- Sarcină redusă la nivelul poartă-drenă împreună cu o sarcină de ieșire mică
- O mai mare omogenitate din punct de vedere al comutației pe întreaga suprafață a dispozitivului
Referințe:
[1] R.K. Williams, M.N. Darwish, R.A. Blanchard, R. Siemieniec, P. Rutter and Y. Kawaguchi, “The Trench Power MOSFET: Part I – History, Technology, and Prospects”, IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. 64, No. 3, pp. 674-691, 2017
[2] H.-R. Chang, R. D. Black, V.A.K. Temple, W. Tantraporn, and B.J. Baliga, “Self-aligned UMOSFET’s with a specific on-resistance of 1 mW cm2”, IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-34, no. 11, pp. 2329–2334, 1987
[3] J. Ejury, F. Hirler and J. Larik, “New P-Channel MOSFET Achieves Conventional N-Channel MOSFET Performance”, Proc. PCIM, Nuremberg, Germany, 2001
[4] A. Schlögl, F. Hirler, J. Ropohl, U. Hiller, M. Rösch, N. Soufi-Amlashi and R. Siemieniec, “A new robust power MOSFET family in the voltage range 80 V – 150 V with superior low RDS(on), excellent switching properties and improved body diode”, Proc. EPE, Dresden, Germany, 2005
[5] R. Siemieniec, M. Hutzler, C. Braz, T. Naeve, E. Pree, H. Hofer, I. Neumann and D. Laforet, “A new power MOSFET technology achieves a further milestone in efficiency”, Proc. EPE, Hannover, Germany, 2022
[6] B. Yang, F.C. Lee, A.J. Zhang, and G. Huang: LLC resonant converter for front end DC/DC conversion, APEC 2002, Dallas, USA
[7] Infineon Technologies AG (2021, 8.), Application note: “XDPP1100 two-phase interleaved buck-boost”
Autori: Ralf Siemieniec, Simone Mazzer, Cesar Braz, Elvir Kahrimanovic
Despre autori:
Ralf Siemieniec este inginer principal senior și lucrează la dezvoltarea conceptelor tehnologice pentru MOSFET-uri din siliciu și carbură de siliciu. Și-a obținut diploma de inginer și de doctor în inginerie electrică la Universitatea Tehnică din Ilmenau, Germania.
Simone Mazzer este inginer de sistem la Infineon Technologies și lucrează în domeniul convertoarelor DC-DC de înaltă densitate și VRM-urilor pentru centrele de date. El a obținut diploma de master în inginerie electronică la Universitatea din Udine, Italia, în 2020.
Cesar Augusto Braz este inginer specializat în definirea produselor MOSFET de 100V și 120V. În trecut, Cesar a deținut roluri de proiectant de sisteme de alimentare SMPS și DC pentru telecomunicații. El are o diplomă de master în inginerie electronică și informatică de la Instituto Tecnologico de Aeronautica din São José dos Campos din Brazilia.
Elvir Kahrimanovic este inginer principal la Infineon Technologies, domeniul său de activitate focalizându-se asupra MOSFET-urilor de medie tensiune pentru diverse aplicații. El a obținut o diplomă de master în inginerie electrică și informatică la Illinois Institute of Technology (IIT) din Chicago în 2011.
