Întrebare:
Cum puteți selecta cu ușurință bobina potrivită pentru topologiile Buck-Boost cu inversare de polaritate de înaltă tensiune?
Răspuns:
Prin utilizarea unor ecuații simplificate ale ciclului de funcționare pentru a reprezenta grafic riplul curentului bobinei în funcție de tensiunea de intrare asociată tensiunii de ieșire a circuitului nostru, apoi validând rezultatele cu LTspice®.
Introducere
Pentru aplicațiile care necesită generarea unei linii de tensiune negativă pot fi luate în considerare o varietate de topologii, așa cum este descris în articolul “The Art of Generating Negative Voltages.”1 Cu toate acestea, dacă tensiunea absolută la intrare și/sau la ieșire poate depăși 24V, iar curentul de ieșire necesar poate ajunge la câțiva amperi, pompa de sarcină și regulatorul LDO negativ trebuie eliminate din cauza capacității lor reduse de curent, în timp ce dimensiunea ocupată de componentele lor magnetice face ca soluțiile flyback și convertorul Ćuk să devină destul de greoaie. Ca urmare, în aceste condiții, convertorul buck-boost cu inversare oferă cel mai bun compromis între eficiența ridicată și factorul de formă mic.
Totuși, pentru a beneficia de aceste avantaje, trebuie să se înțeleagă pe deplin funcționarea topologiei buck-boost cu inversare în condiții de înaltă tensiune. Înainte de a intra în astfel de detalii, vom începe cu o scurtă trecere în revistă a topologiei buck-boost cu inversare. Apoi, vom compara traseele critice de curent ale topologiilor buck-boost cu inversare, buck și boost.
Figura 1: Componente și trasee aparținând buclei fierbinți – convertor buck operând în CCM.
Cele trei topologii de bază neizolate
Convertorul buck-boost cu inversare face parte din cele trei topologii fundamentale de comutare neizolate. Toate aceste topologii constau dintr-un tranzistor de comandă (de obicei un MOSFET), o diodă (care poate fi o diodă Schottky sau o diodă activă – MOSFET sincron) și un inductor de putere ca element de stocare a energiei. Conexiunea comună dintre aceste trei elemente este denumită nod de comutare. Poziționarea inductorului de putere în raport cu nodul de comutare determină topologia.
Figura 2: Componente și trasee aparținând buclei fierbinți – convertor boost operând în CCM.
Dacă bobina este amplasată între nodul de comutare și ieșire, obținem convertorul buck DC-DC, pe care îl vom numi în restul articolului, pur și simplu buck. Alternativ, poziționarea bobinei între intrare și nodul de comutare creează convertorul boost DC-DC, denumit aici boost. În sfârșit, convertorul buck-boost DC-DC cu inversare constă în plasarea bobinei între nodul de comutare și masă (GND).
Figura 3: Componente și trasee aparținând buclei fierbinți – convertor buck-boost cu inversare operând în CCM.
În timpul fiecărei perioade de comutare și chiar și în modul de conducție continuă (CCM), toate cele trei topologii includ componente și trasee PCB care se confruntă cu schimbări rapide de curent, ceea ce duce la tranzițiile zgomotoase evidențiate în Figura 1c, Figura 2c și Figura 3c. Prin menținerea buclei fierbinți (hot loop) la dimensiuni mici, interferențele electromagnetice (EMI) radiate de circuit pot fi reduse. În această etapă, merită menționat că bucla fierbinte nu este neapărat o buclă fizică prin care circulă curentul. Într-adevăr, pentru buclele respective evidențiate în figurile 1, 2 și 3, tranzițiile bruște de curent nu se produc în aceeași direcție pentru componentele și traseele evidențiate cu roșu și albastru care formează bucla fierbinte.
În cazul convertorului buck-boost cu inversare ce operează în CCM reprezentat în figura 3, bucla fierbinte este formată din CINC, Q1 și D1. Comparativ cu bucla fierbinte a topologiilor buck și boost, bucla fierbinte a buck-boost-ului cu inversare conține componente situate atât pe partea de intrare, cât și pe partea de ieșire. Dintre aceste componente, recuperarea inversă a diodei (sau a corpului diodei dacă se utilizează un MOSFET sincron) atunci când MOSFET-ul de comandă se activează generează cel mai ridicat di/dt și EMI. Deoarece este necesar un concept de layout minuțios pentru a limita interferențele electromagnetice radiate de pe aceste două laturi, ultimul lucru pe care îl doriți este să creați interferențe electromagnetice radiate suplimentare, generate de un riplu excesiv al curentului bobinei prin subestimarea inductanței necesare a buck-boost-ului cu inversare în condiții de tensiune de intrare și/sau ieșire ridicată. Acest risc există pentru inginerii care mizează pe experiența lor cu topologia boost pentru a dimensiona inductanța circuitului lor buck-boost cu inversare, după cum vom vedea acum prin compararea celor două topologii.
Considerații de proiectare a circuitelor Buck-Boost cu inversare în cazul tensiunilor ridicate
Figura 4: Ciclul de funcționare și curentul de ripplu prin bobină în funcție de |VOUT| la VIN = 12V pentru buck-boost cu inversare și boost
Atât boost-ul, cât și buck-boost-ul cu inversare pot genera o tensiune de ieșire absolută a cărei amplitudine este mai mare decât tensiunea de intrare. Cu toate acestea, există diferențe relevante între cele două topologii, care pot fi evidențiate cu ajutorul ciclurilor de funcționare respective în CCM, furnizate de Ecuațiile 1 și 2. Vă rugăm să rețineți că acestea sunt aproximări de ordinul întâi care nu iau în considerare efecte precum căderile de tensiune prin diodele Schottky și MOSFET-urile de putere.
Aproximația de ordinul întâi pentru variația acestor cicluri de funcționare în funcție de |VOUT| și cu VIN = 12 V este reprezentată în partea stângă a figurii 4. În plus, presupunând în ambele cazuri o frecvență de comutare (fSW) de 1 MHz și o inductanță de 1 µH pentru bobina de putere, variația riplului de curent bobină în funcție de VOUT a fost obținută în partea dreaptă a figurii 4.
Figura 5: Impactul poziționării bobinei asupra tensiunii de ieșire obținute.
Observăm în figura 4 că ciclul de funcționare al unui buck-boost cu inversare va depăși 50% de la un |VOUT| mult mai mic decât cel al boost-ului: 12V și, respectiv, 24V. Acest lucru poate fi înțeles consultând figura 5.
În cazul boost-ului, inductorul se află pe traseul dintre intrare și ieșire. Prin urmare, tensiunea prin inductorul de putere (VL) se adaugă la VIN pentru a furniza VOUT-ul necesar. Cu toate acestea, în cazul buck-boost-ului cu inversare, VL este singurul factor care contribuie la tensiunea de ieșire obținută. Cu această ocazie, inductorul de putere trebuie să furnizeze mult mai multă energie la ieșire, ceea ce explică de ce ciclul de funcționare ajunge deja la 50% pentru o |VOUT| mult mai mică.
Putem reformula această observație afirmând că, pe măsură ce raportul |VOUT|/VIN scade, ciclul de funcționare scade mult mai lent pentru buck-boost-ul cu inversare decât pentru boost. Acesta este un aspect important care trebuie luat în calcul în timpul proiectării, iar impactul său poate fi mai bine înțeles dacă ne referim la figura 6, unde sunt redesenate aproximarea de ordinul întâi a ciclului de funcționare și riplul curentului bobinei, dar de data aceasta în funcție de VIN.
Figura 6: Ciclul de funcționare și riplul curentului bobinei în funcție de VIN la |VOUT| = 48V pentru buck-boost cu inversare și boost.
După cum se demonstrează în figura 6, riplul de curent prin bobină (ΔIL) este proporțional cu VIN și D. În cazul boost-ului, pe măsură ce VIN devine mai mare de jumătate din VOUT, ciclul de funcționare scade mai repede decât crește VIN, trecând de la 50% la VIN = 24V la un sfert din această valoare la VIN = 42 V pentru curba albastră din graficul din stânga al figurii 6. În consecință, ΔIL scade rapid pentru VIN peste 24V pentru boost-ul din graficul din dreapta al figurii 6.
Figura 7: Ciclul de funcționare și riplul curentului bobinei în funcție de VIN la VOUT = -12V și -150V pentru buck-boost cu inversare.
Cu toate acestea, în cazul buck-boost-ului cu inversare, am văzut anterior, în figura 4, că D scade foarte încet atunci când |VOUT|/VIN scade sau, altfel spus, atunci când VIN crește pentru un |VOUT| fix. Acest lucru poate fi observat în cazul curbei verzi din graficul din stânga al figurii 6, unde ciclul de funcționare pierde doar 25% atunci când VIN crește cu 62,5% de la 48V la 78V. Deoarece scăderea lui D nu compensează creșterea lui VIN, riplul curentului bobinei crește semnificativ cu VIN, așa cum este ilustrat de curba verde din graficul din dreapta al figurii 6.
În general, eventuala creștere a riplului curentului prin bobină în condiții de tensiune ridicată cu care se confruntă buck-boost-ul cu inversare în comparație cu boost-ul explică de ce prima topologie necesită valori mai mari ale bobinei dacă funcționează la aceeași fSW. Să folosim aceste informații într-un caz concret cu ajutorul figurii 7, care se bazează, de asemenea, pe aproximări de ordinul întâi.
Aplicație cu domeniu larg de tensiune de intrare și curent de ieșire ridicat
Să luăm în considerare o aplicație cu VIN = 7V până la 72V și VOUT = -12V la 5A. Având în vedere curentul de ieșire ridicat, optăm pentru un controler sincron (LTC3896) pentru a obține o eficiență ridicată.
Selectarea inductanței
Atunci când utilizați dispozitivul LTC3896 în CCM, se recomandă să mențineți ΔIL între 30% și 70% din IOUT,MAX, care este de 5A pentru exemplul nostru. În consecință, dorim să proiectăm pentru ΔIL între 1,5A și 3,5A pe toată gama noastră de tensiuni de intrare. Mai mult, menținerea în acest interval recomandat între 30% și 70% din IOUT,MAX înseamnă că ne putem permite doar un raport de până la 2,33 – adică 70% împărțit la 30% – între cea mai mare și cea mai mică valoare a curentului de riplu pe intervalul nostru de tensiune de intrare. Aceasta nu este o sarcină banală pentru o topologie precum cea a buck-boost-ului cu inversare, unde ΔIL variază semnificativ cu VIN, așa cum s-a observat anterior.
Figura 8: Circuitul LTC3896 cu VIN = 7V până la 72V, VOUT- = -12V și fSW = 300 kHz.
Referindu-ne la figura 7, atunci când se utilizează fSW = 1 MHz și L = 1 µH, riplul curentului prin bobină ar varia între 4,42A și 10,29A, ceea ce este mult prea mult. Pentru a poziționa cel mai mic ΔIL la limita inferioară recomandată de noi, de 1,5A sau 30% din IOUT,MAX, trebuie să reducem valoarea existentă de 4,42A cu un factor de trei. Acest lucru poate fi realizat prin setarea fSW la 300 kHz cu un rezistor de 47,5 kΩ la pinul FREQ și prin selectarea unei inductanțe de 10 µH. Într-adevăr, acest lucru reduce ΔIL cu (1 µH × 1 MHz)/(300 kHz × 10 µH) = 1/3.
Figura 9: Circuitul LTC3896 simulat cu LTspice.
Datorită acestei scalări, riplul curentului prin bobină (ΔIL) ar trebui să fluctueze acum între aproximativ 1,5A și 3,4A (între 30% și 68% din IOUT,MAX) pe întreaga gamă de tensiuni de intrare, ceea ce se încadrează exact în intervalul recomandat. Obținem circuitul furnizat pe ultima pagină a fișei tehnice a LTC3896, care este redat în figura 8.
Validarea selecției noastre pentru inductanță cu LTspice
În ceea ce privește riplul curentului prin bobină, se pot obține valori mai precise prin simularea aceluiași circuit LTC3896 cu LTspice, așa cum se demonstrează în figura 9. În figura 10, ΔIL este egal cu aproximativ 1,45A și, respectiv, 3,5A, la VIN = 7V și 72V, ceea ce este în concordanță cu valorile de aproximare de ordinul întâi extrase anterior cu ajutorul figurii 7 și a scalării fSW și L. Rețineți că valoarea curentului măsurat prin bobină din figura 10 este considerată pozitivă atunci când curge spre RSENSE.
Figura 10: Măsurarea ΔIL la VIN = 7V și 72V și extragerea curentului de vârf al bobinei cu circuitul LTspice anterior.
Un beneficiu suplimentar al simulării LTspice este determinarea curentului de vârf al bobinei care apare în timpul operării, obținut la cea mai mică tensiune de intrare, de 7V. După cum se vede în figura 10, aplicația noastră se va confrunta cu un curent de vârf prin bobină de aproape 15,4A. Cunoscând această valoare, se poate selecta un inductor de putere cu un curent nominal suficient de mare.
Proiectarea cu tensiuni de ieșire și mai mari
Dacă ne întoarcem la figura 7, valorile riplului de curent au fost, de asemenea, furnizate pentru un caz ipotetic cu o plajă VIN de la 12V la 40V și o VOUT egală cu -150V.
Prima observație este că valoarea riplului curentului devine semnificativ mai mare pentru VOUT mai mare, atunci când se păstrează aceleași fSW și L. Un ΔIL atât de ridicat este adesea inacceptabil, prin urmare, ar trebui să aplicăm un factor de reducere mai mare în comparație cu exemplul anterior, ceea ce înseamnă o inductanță mai mare pentru aceeași fSW.
A doua observație se referă la variația ΔIL pe întregul interval de tensiune de intrare. Pentru exemplul anterior cu VOUT = -12V, ΔIL creștea doar cu aproximativ 2,33 de la cea mai mică la cea mai mare oscilație, în condițiile în care tensiunea de intrare creștea cu mai mult de zece ori. Pentru cazul de față, cu VOUT = -150V, ΔIL crește deja cu 2,85 de la cea mai mică la cea mai mare oscilație a curentului, și aceasta în ciuda faptului că tensiunea de intrare crește doar cu un factor de 3,33 de la 12V la 40V.
Figura 11: Un circuit LTC3863 cu VIN = 12V până la 40V, VOUT- = -150V și fSW = 320 kHz.
Din fericire, astfel de provocări există doar în CCM. Atunci când se află în modul de conducție discontinuă (DCM), limitări precum 30% până la 70% din IOUT(MAX) nu se mai aplică. Ar fi oricum prea obositor să se convertească VIN = 12V în VOUT = -150V la IOUT(MAX) = 5A într-o singură etapă. În orice caz, atunci când sunt necesare astfel de conversii de tensiune, cerința de curent de ieșire este în general scăzută, ceea ce înseamnă că operăm în DCM. Acesta este, de exemplu, cazul circuitului de pe ultima pagină a fișei tehnice a LTC3863, reprodus în figura 11.
Datorită curenților DC mici, utilizarea unui controler nesincron, cum ar fi LTC3863, a fost suficient de bună pentru a oferi o eficiență acceptabilă în aceste condiții. În cazul acestui proiect LTC3863 în DCM, circuitul LTC3863 furnizat cu LTspice este un instrument bun pentru a optimiza selecția bobinei.
Concluzie
Bucla fierbinte a topologiei buck-boost cu inversare include componente situate atât pe partea de intrare, cât și pe cea de ieșire, ceea ce face ca schema să fie mai dificil de implementat decât topologia buck sau boost.
Deși există unele analogii cu boost-ul, buck-boost-ul cu inversare se confruntă cu un riplu de curent mult mai mare în condiții de aplicare similare, deoarece bobina sa constituie singura sursă de energie la ieșire (dacă ignorăm capacitanța de ieșire).
În cazul aplicațiilor buck-boost cu inversare cu tensiuni de intrare și/sau ieșire ridicate, curentul prin bobină este potențial și mai mare. Pentru a-l limita, se utilizează valori mai mari ale inductanței în comparație cu topologia boost. Un exemplu practic a fost utilizat pentru a demonstra cum se poate scala rapid inductanța în funcție de condițiile de aplicare.
Autor: Olivier Guillemant, Staff Central Applications Engineer
Olivier Guillemant este inginer de aplicații la Analog Devices în München, Germania. El oferă asistență pentru proiectare în ceea ce privește portofoliul Power by Linear™ pentru clienții europeni din piață. Din 2000, a ocupat diverse posturi în domeniul aplicațiilor de putere, iar în 2021 s-a alăturat ADI. A obținut un masterat în electronică și telecomunicații la Universitatea din Lille, Franța.
Referință
1Dostal, Frederik. “The Art of Generating Negative Voltages.” (Arta de a genera tensiuni negative) Power Systems Design, Ianuarie 2016.
Vizitați https://ez.analog.com
Contact România:
Email: inforomania@arroweurope.com
Mobil: +40 731 016 104
Arrow Electronics | https://www.arrow.com
